基于双光频梳及受激布里渊散射的微波频率测量

张先玉; 梁涛; 安康; 乔晓强; ZHANG Xianyu; LIANG Tao; AN Kang; QIAO Xiaoqiang

doi: 10.11887/j.cn.202403020

张先玉，梁涛，安康，乔晓强

国防科技大学第六十三研究所，江苏南京 210007

基金项目: 国家自然科学基金资助项目（61901502）；中国博士后科学基金资助项目（2021MD703980）

详细信息

作者简介

张先玉（1986—），男，河南镇平人，高级工程师，博士，E-mail: zhangxy_sat@126.com

通讯作者

安康（1989—），男，新疆石河子人，副研究员，博士，E-mail: ankang89@nudt.edu.cn

中图分类号: TN98

文献标识码: A

文章编号: 1001-2486(2024)03-205-08

Microwave frequency measurement based on dual optical frequency combs and stimulated Brillouin scattering

ZHANG Xianyu ， LIANG Tao ， AN Kang ， QIAO Xiaoqiang

The Sixty-third Research Institute, National University of Defense Technology, Nanjing 210007 , China

摘要

提出了一种基于双光频梳和受激布里渊散射的高精度微波频率测量方法，利用两个双平行马赫-曾德尔调制器将待测微波信号和扫描信号调制在两路光频梳上，并分别作为信号光和泵浦光输入色散位移光纤中。利用双光频梳和不断频移的扫描信号，系统可同时实现波分复用和时分复用。同时，在双光频梳和受激布里渊散射的作用下，系统可发生一系列的受激布里渊散射，通过测量各信道输出的光功率实现待测微波频率的测量。为进一步提升测量精度，利用测量得到的光功率值构建幅度比较函数，从而实现频率测量误差修正。通过实验仿真验证了所提方法的有效性，测量误差为±2.5 MHz。

关键词

微波光子学 / 频率测量 / 光频梳 / 受激布里渊散射 / 幅度比较函数 / 信道化

Abstract

A novel high-accuracy microwave frequency measurement based on dual coherent optical frequency combs and stimulated Brillouin scattering was investigated. The unknown microwave signal and the sweep signal were modulated by two dual parallel Mach-Zehnder modulators as the signal optical and the pump signal which were lunched into the dispersion shift fiber. Using dual optical frequency combs and the sweep signal with shifted frequencies, the proposed measurement system could realize the wave-division and time-division multiplexing simultaneously. At the same time, the action of dual optical frequency combs and stimulated Brillouin scattering brought the system a series of stimulated Brillouin scattering. The frequency of the unknown signal was estimated by measuring the output optical power of the multiple channels. Furthermore, in order to improve the frequency measurement accuracy, the measured optical power values were employed to generate an amplitude comparison function which can be utilized for error correction. The effectiveness of the proposed scheme is verified via numerical simulations with a measurement error at ±2.5 MHz.

Keywords

microwave photonics / frequency measurement / optical frequency comb / stimulated Brillouin scattering / amplitude comparison function / channelization

1 测频方案 2 频率粗测量 3 频率精测量 4 仿真实验验证 5 结论

微波信号参数测量在通信、雷达、空间感知等诸多军事和民用领域均有着广泛的应用，而其中频率是感知和评估微波信号的重要参数之一，在电子战接收机、雷达预警接收机和频谱监测等设备中有重要需求^[1-3]。传统的微波频率测量采用电域信号处理技术，具有分辨率高、灵活性好等优点。但是，随着微波技术的高速发展和应用领域的拓展，微波设备的工作频率和带宽急剧增大，而传统电域器件存在频带低、带宽窄、采样速率低等缺陷，无法满足现代及未来微波频率测量的需求^[4-6]。微波光子学技术具有频率高、带宽大、抗电磁干扰、体积重量小等优点，因此基于微波光子学的微波频率测量技术能够有效克服现有频率测量的技术短板和瓶颈，得到了广泛的关注和深入的研究^[7-9]。

微波光子频率测量技术的原理是通过电光调制器将待测微波信号调制在光域，通过光域信号处理，或者通过光电转换为电信号进行处理，得到待测微波信号的频率信息^[10-12]。其中，将微波频率映射为光功率或者微波功率是一种应用广泛的频率测量方案^[13-15]。特别地，将微波频率转换为调制光信号的频率，通过测定光信号的功率即可实现对频率的测量，该方案仅需利用低速光电探测器，系统实现简单，成本较低。但是，功率映射方案仅能实现单个频率的测量，应用领域较窄。为实现对多个频率的测量，业界提出了频率-时间映射方案，通过信号扫描实现多个频率的测量，方案原理简单，实现难度不大^[16-18]，但大多数的该类方案存在分辨率不高、即时性较差的问题。近期，文献^[19]综合利用环形谐振器、本地振荡器、电带通滤波器实现滤波，提出了一种改进的频率-时间映射测频方案，能实现MHz的高精度频率测量，但是该方案实现相对复杂，稳定性和集成性有待验证。另外，受激布里渊散射是一种重要的光纤非线性效应，可用以实现多微波频率的高精度测量。文献^[20]提出了一种基于受激布里渊散射的微波频率测量方案，利用受激布里渊散射效应的放大和衰减效应，将相位调制信号转换为强度调制信号，通过测量光电探测器输出微波信号的功率即可实现微波信号的频率测量，该方案的测频误差小于30 MHz。文献^[21]利用可调光源作为泵浦光，基于受激布里渊散射效应实现频率测量，但该方案中的激光器实现精确调谐困难。文献^[22]通过利用两路泵浦信号扩大了频率测量的范围。类似地，文献^[23]利用两个频率差为两倍受激布里渊散射频移的泵浦光信号将测频范围扩大两倍，该方案的测量分辨率为39.93 MHz，测频误差为1.6 MHz。进一步地，文献^[24]利用受激布里渊散射效应将频率信息映射为相位斜率信息实现宽频域微波信号的高精度频率测量，测量精度为4 MHz。文献^[25]提出了一种基于双阶段受激布里渊散射效应的微波频率测量方案，同时利用非线性拟合减小了测频误差，该方案测频范围为21.42 GHz，测频误差为5 MHz。此外，基于时间扫频的技术方案测频实时性较差，容易遗漏瞬时信号，这对于雷达、电子战等领域是难以接受的，因此避免或者压缩时间扫描对提高测频实时性至关重要。文献^[26]提出了一种基于相干双光频梳的多频率测量方案，利用波分复用和时分复用的方式实现了扫描速度、扫描带宽和频率分辨率的灵活调控，该方案的测频精度达1.2 MHz，但该方案仍需高速模数转换器（analog-to-digital converter，ADC），实现成本较高。另外，文献^[27]提出了一种基于受激布里渊散射效应和双光频梳的宽带频率信道化方案，通过调整双光频梳的频率间隔即可灵活调整信道带宽，该方案能够实现宽带信号的信道化接收，但所提方案的精度取决于布里渊散射增益的带宽，一般为数十MHz，测频精度有待提升。

本文提出了一种基于双光频梳和受激布里渊散射的高精度微波频率测量方案。利用双平行马赫-曾德尔调制器（dual parallel Mach-Zehnder modulator，DPMZM）分别将待测微波信号的扫描信号调制在两个相干双光频梳上，输出的调制光信号分别作为信号光和泵浦光输入到非线性光纤中，在受激布里渊散射效应的作用下，利用波分复用和时分复用技术，通过测定输出信号的光功率实现微波信号频率的测量。为提高测频精度，基于输出的光功率建立幅度比较函数，利用较少的计算量即可实现对频率测量误差的修正。

1 测频方案

所提基于双光频梳和受激布里渊散射的微波频率测量方案如图1所示。上下两路光频梳（optical frequency comb，OFC）由相同的连续波（continuous wave，CW）激光器通过耦合（optical coupler，OC）的两路光源产生。通过DPMZM1将待测射频信号调制在上路光频梳上，实现抑制载波单边带调制（carrier suppressed single sideband modulated，CS-SSB），之后作为信号光输入到受激布里渊散射结构中。下路扫描信号由矢量网络发生器（vector network analyzer，VNA）产生，通过DPMZM2将其调制在下路光频梳上，实现CS-SSB，之后通过一个掺铒光纤放大器（erbium-doped fibre amplifier，EDFA），放大后的光信号作为泵浦光输入到受激布里渊散射结构中。受激布里渊散射结构由光隔离器（isolator，ISO）、色散位移光纤（dispersion shift fiber，DSF）和光环形器（circulator）组成。输出的光信号通过一个光解复用器（demultiplexer，De-mux）分解出光频梳的每个梳齿。之后，利用光功率计测量各路输出信号的光功率，最后，利用信号处理计算出待测微波信号的频率值。

图1基于双光频梳和受激布里渊散射的微波频率测量方案原理图

Fig.1Schematic of the microwave frequency measurement scheme based on dual optical frequency combs and stimulated Brillouin scattering

2 频率粗测量

DPMZM是所提基于双光频梳和受激布里渊散射的微波测频方案的核心器件之一，它是一种常用的集成电光调制器，该调制器的结构较为复杂，输入端口较多，拥有两个独立的射频输入口和三个直流输入口，但该调制器功能强大，通过调整输入端口的信号可实现多种灵活的信号调制^[28]。DPMZM的内部结构如图2所示，该调制器具有两个独立的子马赫-曾德尔调制器（Mach-Zehnder modulator，MZM）和一个主MZM，上下两路的两个子MZM工作在“推挽”模式，实现强度调制。主MZM一般工作在相位调制模式，通过调整输入电压值即可调整上下两路信号的相位差。

图2DPMZM的结构示意图

Fig.2Structure diagram of the DPMZM

假设输入到DPMZM的光载波信号为：

E_{i n} (t) = E_{c} e x p (j ω_{c} t)

(1)

式中，E_c和ω_c分别表示光载波信号的振幅和角频率。

由图2可知，加载到上支路子调制器MZM1的信号可表示为：

V_{1} (t) = V_{R F} c o s (ω_{R F} t) + V_{D C 1}

(2)

式中，V_RF和ω_RF分别表示调制微波信号的振幅和角频率，V_DC1为MZM1的直流偏置电压。

上支路中MZM1输出的信号为：

\begin{matrix} E_{1} (t) = \frac{1}{4} E_{i n} (t) \{e x p [j m c o s (ω_{R F} t)] + \\ \exp [j m c o s (ω_{R F} t) - j ϕ_{1}]\} \end{matrix}

(3)

式中，

m = \frac{π V_{R F}}{V_{π}}

表示调制指数，V_π表示MZM1的半波电压，

ϕ_{1} = \frac{π V_{D C 1}}{V_{π}}

为直流偏置带来的相位偏移。

类似地，下支路中的调制射频信号和MZM2的输出信号分别可表示为：

V_{2} (t) = V_{R F} c o s (ω_{R F} t + Δ θ) + V_{D C 2}

(4)

\begin{matrix} E_{2} (t) = \frac{1}{4} E_{i n} (t) \{e x p [j m c o s (ω_{R F} t + Δ θ)] + \\ \exp [j m c o s (ω_{R F} t + Δ θ) - j ϕ_{2}]\} \end{matrix}

(5)

其中，

ϕ_{2} = \frac{π V_{D C 2}}{V_{π}}

为直流电压V_DC2引起的相位偏移，Δθ表示上下两路射频信号的相位差。

下支路信号通过相位调制器，上下两路信号通过一个Y型波导完成信号耦合，不考虑信号衰减问题，则DPMZM的输出信号可表示为：

E_{out} (t) = E_{1} (t) + E_{2} (t) e x p (j ϕ_{3})

(6)

式中，

ϕ_{3} = \frac{π V_{D C 3}}{V_{π}}

为直流电压V_DC3带来的相位偏移。

进一步，利用贝塞尔函数展开式（6），可得：

\begin{matrix} E_{out} (t) = \frac{1}{4} E_{i n} (t) (e x p [j m c o s (ω_{R F} t)] + \\ e x p [j m c o s (ω_{R F} t) - j ϕ_{1}] + e x p (j ϕ_{3}) \cdot \\ \{e x p [j m c o s (ω_{R F} t + Δ θ)] + \\ \exp [j m c o s (ω_{R F} t + Δ θ) - j ϕ_{2}]\}) \\ = \frac{1}{4} E_{c} \sum_{n = - \infty}^{+ \infty} J_{n} (m) e x p [j (ω_{c} + n ω_{R F})] \cdot \\ \{1 + (- 1)^{n} e x p (- j ϕ_{1}) + \\ [1 + (- 1)^{n} e x p (- j ϕ_{2})] e x p [j (n Δ θ + ϕ_{3})]\} \end{matrix}

(7)

式中，J_n（m）表示第一类贝塞尔函数。

由式（7）可见，取

ϕ_{1} = ϕ_{2} = π ， Δ θ = \frac{π}{2}

，当

ϕ_{3} = \frac{π}{2}

时，DPMZM可实现下边带CS-SSB，当

ϕ_{3} = - \frac{π}{2}

时，DPMZM可实现上边带CS-SSB。为方便分析，本文均采用上边带CS-SSB。

利用双光频梳可实现宽带信号的信道化接收，然后可通过对窄带信号进行处理得到频率信息。其工作原理如图3所示，两个光频梳均由相同的激光器产生，可保证双光频梳相关，能够有效克服频率漂移等问题，保证测量的精度。上下两路光频梳的梳齿间隔分别为f₁和f₂，两个光频梳的第一根梳齿的间隔为f_c（下支路的第一根梳齿频率高于上支路的第一根梳齿频率）。通过DPMZM调制，将待测宽带信号调制在第一个光频梳的边带上，扫描信号调制在第二个光频梳上，通过调整扫描信号的频率实现第二个光频梳的均匀扫描。利用光解复用器和光频梳即可将调制的宽带信号分解在不同的频带内，实现信道化接收。为进一步提高测量精度，可将每个信号细化为多个频率块，频率块的频率宽度主要由测量模块的带宽决定。通过扫描信号的移动实现不同频率块的测量。如图3所示，将扫描信号调制为蓝色光频梳时可实现第1、4、7个频率块的测量，类似地，当调制的扫描信号为绿色光频梳时可实现第2、5、8个频率块的测量，黄色光频梳可实现第3、6、9个频率块的测量。

图3基于双光频梳的频率扫描测量方案

Fig.3Frequency scanning scheme based on dual optical frequency combs

假设扫描频率的步长为Δf，扫描频率的迭代次数为N，即：

N Δ f = f_{2} - f_{1}

(8)

假设输入信号的频率为f_in，该输入频率将在第p波分信道第q次扫描频率迭代中被探测，可知：

p = t r u n c (\frac{f_{in} - f_{c}}{f_{2} - f_{1}}) + 1

(9)

q = t r u n c [m o d (\frac{f_{in} - f_{c}}{f_{2} - f_{1}}) / Δ f] + 1

(10)

图1中，下支路光频梳作为受激布里渊散射的泵浦光，每根光梳会放大相应的斯托克斯光，受激布里渊散射效应的频率差为f_B，线宽为ΔV_B。因此，下支路光频梳的第k根光梳对应的受激布里渊散射中心频率为：

f_{local} (k) - f_{B} = f_{local} (1) + (k - 1) f_{2} - f_{B}

(11)

在受激布里渊散射效应的作用下，第k根光梳会放大f_local（k）-f_B处的光信号，光功率会得到提升。通过测量相应信道的光功率值，即可判断出相应的频率值。具体过程如图4所示，随着扫描信号的变化，泵浦光的频率值不断变化，只有当泵浦光和信号光的频率差为f_B时，信号光功率方能得到有效放大。

图4受激布里渊散射效应原理示意图

Fig.4Schematic diagram of stimulated Brillouin scattering effect principle

通过测量各信道输出光功率的变化即可判断出待测微波信号的频率粗测量值为：

{\hat{f}}_{i n} = f_{c} - f_{B} + (p - 1) (f_{2} - f_{1}) + (q - 1) Δ f

(12)

由式（12）可见，频率粗估计的精度由Δf决定，测量误差在±Δf/2内。相比传统的基于受激布里渊散射的微波测频技术，所提方案利用双光频梳实现信道化接收，可极大压缩频率扫描范围，进而缩短频率测量时间，提升方案的实时性。另外，针对该方案，可采取两种技术途径提升测频精度：一是减小扫描频率的步长Δf，但此种方式会导致扫描周期变长，使得此频率测量方案的响应时间变长，可能会遗漏部分瞬时变化的未知信号；二是基于现有的测量数据，通过某种算法进行测量误差补偿，这样既可保持较快的扫描速度，又能确保频率测量的精度。本文采用后一种技术方案，即采用粗测量和精测量相结合的两阶段测量方案。

3 频率精测量

所提方案是利用测量输出的光功率值进行频率测量，因此可利用这些测量值建立幅度比较函数（amplitude comparison function，ACF），建立测量误差和ACF的关系，进而得到相应的测量误差值。

受激布里渊散射增益为洛伦兹形状（Lorentzian shape），其增益谱^[29]可表示为：

G (f) = e x p [\frac{g_{0} {(\frac{Γ_{B}}{2})}^{2}}{{(f - f_{0})}^{2} + {(\frac{Γ_{B}}{2})}^{2}}]

(13)

式中，g₀表示增益峰值，f₀为增益谱的中心频率，Γ_B为相应的增益线宽。

为建立ACF，需确保至少有两点落在G（f）的增益谱内，即

Δ f ⩽ \frac{Γ_{B}}{4}

，这样可保证测频误差f-f₀在区间

[- \frac{Γ_{B}}{2} ， 0]

和

(0 ， \frac{Γ_{B}}{2})

内均至少有一个值。

假设

Δ f \in [- \frac{Γ_{B}}{4} ， \frac{Γ_{B}}{4}]

，则建立ACF为：

A C F (Δ f) = \frac{G (Δ f + f_{0})}{G (\frac{Γ_{B}}{2} - | Δ f | + f_{0})}

(14)

由式（14）可知，ACF定义为信号的功率比，与调制信号的功率无直接关系。另外，信号光频梳与泵浦光频梳相关，因此布里渊散射效应的增益一致，可以建立稳定的ACF。ACF的实测值可由测量的光功率得到，假设单个信道中的光功率极大值对应的扫描频率值为f_smax，光功率与扫描频率的映射关系为P（f），则ACF的测试值为：

A C F_{test} = \frac{P (f_{smax})}{m a x [P (f_{smax} + \frac{Γ_{B}}{2}), P (f_{smax} - \frac{Γ_{B}}{2})]}

(15)

通过比较

P (f_{s m a x} + \frac{Γ_{B}}{2})

和

P (f_{s m a x} - \frac{Γ_{B}}{2})

即可判断Δf的符号，即若

P (f_{smax} + \frac{Γ_{B}}{2}) \geq P (f_{smax} - \frac{Γ_{B}}{2})

，Δf＜0；相反地，若

P (f_{smax} + \frac{Γ_{B}}{2}) < P (f_{smax} - \frac{Γ_{B}}{2})

，Δf＞0。通过ACF_test和ACF（Δf）的比较，即可得到频率误差修正值为Δf_in。

此时，可得到待测微波信号的频率精测量值为：

{\hat{f}}_{infinal} = {\hat{f}}_{in} + Δ f

(16)

所提方案通过不断调整扫描信号的频率，并通过误差修订即可实现多个微波频率的高精度测量。

由式（13）和式（15）可见，所提方案利用受激布里渊散射增益实现待测信号的频率测量，该方案与输入信号的功率无直接关系。另外，所提微波频率测量方法的测量误差主要受系统噪声、稳定性和受激布里渊等影响。系统噪声和稳定性主要与器件的性能有关，可通过选配性能优良的光器件进行改善，本文主要考虑和分析受激布里渊的误差。由式（12）可知，测频精度主要由扫描步长和受激布里渊散射效应的频率差f_B决定，扫描步长引起的误差已经通过本节所述的误差补偿算法进行修正，接着主要考虑f_B引起的测量误差。f_B可表示为：

f_{B} = \frac{2 n V_{a}}{λ_{p}}

(17)

式中，n为光纤的折射率，V_a为声速，λ_p为泵浦光的波长。

由式（17）可知，受激布里渊散射效应的频率差可表示为：

f_{B} = \frac{2 Δ (n V_{a})}{λ_{p}} - \frac{2 n V_{a}}{λ_{p}^{2}} Δ λ_{p}

(18)

式（18）中，Δ（nV_a）的数值与温度及光纤的应变系数有关。在实际测量中，这两个参数可控，通过一定的外界调控均能将其稳定在一定的变化范围内。另外，f_B与λ_p呈反比。通过计算可知，假设泵浦光的波长为1 550 nm，则泵浦光波长引起的受激布里渊散射频移变化约为6 MHz/nm。同样地，假设频率测量范围为40 GHz，则相应的波长变化为400 pm，此时引起的频率误差为2.87 MHz。由上述数据可见，相比待测微波频率而言，波长引起的测量误差较小，因此测量时可不考虑泵浦光波长变换引起的测量误差。

4 仿真实验验证

为验证所提微波频率测量方法的性能，本节设计并进行相应的仿真验证。利用VPI软件进行仿真，设置两个光频梳的梳齿功率为10 dBm，梳齿间隔为f₁=50 GHz，f₂=52 GHz，两个双频梳中第一根梳齿的频率差为f_c=12 GHz，梳齿个数为8，泵浦光经过DPMZM调制后经过EDFA进行放大，增益为20 dB，DSF的长度为5 km。扫描信号的频率范围为0~2 GHz，扫描步长设定为50 MHz。该设置可实现2~18 GHz范围的频率测量。由式（12）可知，在实际系统设计中，通过调整梳齿数目、梳齿间隔、第一根梳齿频率差等即可灵活调整测频范围。

图5为DPMZM的输出信号的光谱图，该方案能将射频信号调制在光频梳各梳齿上，产生功率稳定的光频梳，调制后的光谱平坦度为2.8 dB。实际上，所提方法中光功率的测试和比较仅在单梳齿内进行，梳齿之间并不进行计算、比较和处理，因此所提方案对光频梳的平坦度指标要求不高。仿真中，DPMZM的参数设置为：消光比为50 dB，插入损耗为5 dB，半波电压为4 V。从图5中可见，DPMZM能够有效抑制边带信号，边带信号功率下降36 dB，系统能够产生稳定的CS-SSB信号。这为实现微波信号的高精度测量提供了稳定的源信号。

图5DPMZM输出的光信号光谱图

Fig.5Spectral graph of optical spectrum signal output by DPMZM

设定扫描信号的频率范围为0~2 GHz，扫描步长选定为

\frac{Γ_{B}}{2}

=50 MHz，光解复用器的信道数为8。为了不失一般性，设定待测信号的频率分别在2.5 GHz、3.2 GHz、16.9 GHz和17.0 GHz。在此情况下，可以判断受激布里渊散射效应将出现在第1和第8信道，相应的扫描频率应分别在0.5 GHz、1.2 GHz、0.9 GHz和1 GHz附近，光功率峰值将出现在相应的信道和对应的扫描频率处。第1信道和第8信道的输出光功率测量值如图6和图7所示，可见，光功率峰值所对应的扫描信号与理论值相符，并且光功率的增益较大，能够较为容易地分辨出相应的微波信号频率，系统能够较为容易识别出多个微波频率（扫描时间内存在的信号）。

图6第1信道输出的光功率测量值

Fig.6Measured optical power values of the 1st channel

图7第8信道输出的光功率测量值

Fig.7Measured optical power values of the 8th channel

ACF的准确度直接决定了误差补偿算法的具体性能，因此有必要首先验证ACF的理论值和实验值的吻合度。VPI仿真实验测试结果与理论值的对比如图8所示，可见ACF的理论值和实验值的契合度较高。另外，ACF的测量值对应的频率修正值误差在±2.5 MHz，如图9所示，该误差修正算法能够满足高精度测频的相关要求。在实际测试中，可进一步减小扫描频率的步长，得到更多的测试数据，这一方面能缩小粗测量的误差，另一方面可以形成更为准确的ACF曲线，进一步减小测量误差。

进一步地，利用所提的两阶段微波频率测量方案对测量范围内的多个频段进行频率测量，测试结果如图10所示，可见在整个测量范围内，该方法均能保证较好的测量精度，测量误差为±2.5 MHz，与图9结果一致。该测量误差主要由误差补偿函数的不一致性引起，而误差补偿函数的误差主要由测量误差引起，因此可通过减小扫描步长或者增加测量次数进一步修正ACF测量值。该方法在实际应用中，可在实时性和精度上进行折中考虑。

图8ACF的理论值和测量值对比图

Fig.8Comparison between theoretical and measured values of the AFC

图9频率修正值估计误差曲线图

Fig.9Estimation error curve of the frequency correction value

图10所提方案的频率测量性能

Fig.10Frequency measurement performance of the proposed scheme

5 结论

本文提出了一种基于双光频梳和受激布里渊散射效应的微波频率测量方法，利用DPMZM将待测信号和扫描信号分别调制在两路光频梳上，之后分别作为信号光和泵浦光输入色散位移光纤中，利用波分复用和时分复用实现信号的信道化接收，最后基于受激布里渊实现微波测频。为进一步提升微波测频精度，利用测量的光功率值建立ACF，对得到的频率粗测量值进行误差修正。系统设计灵活，通过调整相关参数即可调整测量范围和精度，适用于未来雷达、电子战、频率测量等系统中。

图1基于双光频梳和受激布里渊散射的微波频率测量方案原理图

Fig.1Schematic of the microwave frequency measurement scheme based on dual optical frequency combs and stimulated Brillouin scattering

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图2DPMZM的结构示意图

Fig.2Structure diagram of the DPMZM

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图3基于双光频梳的频率扫描测量方案

Fig.3Frequency scanning scheme based on dual optical frequency combs

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图4受激布里渊散射效应原理示意图

Fig.4Schematic diagram of stimulated Brillouin scattering effect principle

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图5DPMZM输出的光信号光谱图

Fig.5Spectral graph of optical spectrum signal output by DPMZM

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图6第1信道输出的光功率测量值

Fig.6Measured optical power values of the 1st channel

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图7第8信道输出的光功率测量值

Fig.7Measured optical power values of the 8th channel

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图8ACF的理论值和测量值对比图

Fig.8Comparison between theoretical and measured values of the AFC

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图9频率修正值估计误差曲线图

Fig.9Estimation error curve of the frequency correction value

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图10所提方案的频率测量性能

Fig.10Frequency measurement performance of the proposed scheme

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图1基于双光频梳和受激布里渊散射的微波频率测量方案原理图

Fig.1Schematic of the microwave frequency measurement scheme based on dual optical frequency combs and stimulated Brillouin scattering

图2DPMZM的结构示意图

Fig.2Structure diagram of the DPMZM

图3基于双光频梳的频率扫描测量方案

Fig.3Frequency scanning scheme based on dual optical frequency combs

图4受激布里渊散射效应原理示意图

Fig.4Schematic diagram of stimulated Brillouin scattering effect principle

图5DPMZM输出的光信号光谱图

Fig.5Spectral graph of optical spectrum signal output by DPMZM

图6第1信道输出的光功率测量值

Fig.6Measured optical power values of the 1st channel

图7第8信道输出的光功率测量值

Fig.7Measured optical power values of the 8th channel

图8ACF的理论值和测量值对比图

Fig.8Comparison between theoretical and measured values of the AFC

图9频率修正值估计误差曲线图

Fig.9Estimation error curve of the frequency correction value

图10所提方案的频率测量性能

Fig.10Frequency measurement performance of the proposed scheme

图1基于双光频梳和受激布里渊散射的微波频率测量方案原理图

Fig.1Schematic of the microwave frequency measurement scheme based on dual optical frequency combs and stimulated Brillouin scattering

图2DPMZM的结构示意图

Fig.2Structure diagram of the DPMZM

图3基于双光频梳的频率扫描测量方案

Fig.3Frequency scanning scheme based on dual optical frequency combs

图4受激布里渊散射效应原理示意图

Fig.4Schematic diagram of stimulated Brillouin scattering effect principle

图5DPMZM输出的光信号光谱图

Fig.5Spectral graph of optical spectrum signal output by DPMZM

图6第1信道输出的光功率测量值

Fig.6Measured optical power values of the 1st channel

图7第8信道输出的光功率测量值

Fig.7Measured optical power values of the 8th channel

图8ACF的理论值和测量值对比图

Fig.8Comparison between theoretical and measured values of the AFC

图9频率修正值估计误差曲线图

Fig.9Estimation error curve of the frequency correction value

图10所提方案的频率测量性能

Fig.10Frequency measurement performance of the proposed scheme

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