摘要
针对自行研制的压电喷油器和执行器，通过设计压电执行器两端电压补偿控制策略，采取六阶段电路驱动控制方法，实现了压电喷油器内部执行器两端驱动电压的闭环补偿控制和基于三角波形驱动电流的充放电过程，提高了电路能量利用率，降低了电路峰值电流。同时对驱动电路进行试验。试验表明，改进驱动控制方式后，电路充电时间缩短了0.06 ms，放电时间略微缩短了0.01 ms，满足执行器达到最大位移的最小脉宽缩短到0.3 ms，峰值电流降低了3 A，由此表明电路响应速度和安全性得到了进一步提高。
Abstract
For the self-developed piezoelectric injector and actuator,a compensation control strategy baed on voltage feedback was designed a six-stage circuit driving mode was adopted ,and the closed-loop compensation control of the driving voltage at both ends of the actuator inside the piezoelectric injector,charge and discharge process based on triangular waveform driving current were realized .It improved the utilization rate of circuit energy and reduced the peak current. At the same time,the drive circuit was tested .Test shows that the charging time is shortened by 0.06 ms,the discharge time is slightly shortened by 0.01 ms, the minimum pulse width for the actuator to reach the maximum displacement is shortened to 0.3 ms ,and the peak current is reduced by 3 A, which verifies that the drive circuit has improved in response speed and safety .
Keywords
高压共轨系统具有喷射压力高、喷油速率可调的特点，已成为柴油机燃油喷射系统的主流[1-2]。压电喷油器执行器由于体积小、输出力大和响应速度快等优点，为实现灵活多变的高压力燃油喷射提供了有效的技术支持[3-5]。然而，由于喷油器内部变温（-30~150℃）、变负载（60~200 MPa）和强电场（＞1.5 kV/mm）的影响，压电执行器输出位移的精确度降低[5]，最终导致燃油喷射系统的不稳定[6-7]，因此需对其驱动控制电路进行设计改进以提高工作性能。
目前，国内外通常从电荷驱动、基于迟滞逆模型的前馈控制以及复合闭环控制等方面开展压电执行器的驱动控制研究，但通常适用于准静态过程的高精度定位[8-10]，不适用于喷油器内部压电执行器高频动态的驱动控制。与常用喷油器电磁阀线圈呈现的感性负载特性不同，压电执行器在电路上呈现近似电容的电气特性。执行器的电容特性使得其在充电的瞬间产生较高的峰值电流，这虽然有利于执行器的快速响应，但增加了执行器发生断裂和打火的风险，且过高的电流会导致电路中的晶体管被击穿。此外，受喷油器工作温度、负载影响，压电陶瓷压电性和介电性都发生改变[11]，执行器两端施加电压不稳、输出位移波动增大，降低了喷油器的精确度。
因此，本文通过制定基于电压反馈的补偿控制策略和精确可靠的六阶段电路驱动模式，设计压电执行器闭环补偿控制电路，并对驱动电路进行测试，以实现压电执行器两端驱动电压的闭环补偿控制和基于三角波形驱动电流的充放电过程，目的在于：①避免温度升高或负载增加导致的压电执行器电容增加，进一步造成其两端电压降低和位移量减少；②降低充放电过程峰值电流，提高充放电效率；③设计能量回馈电路，有效地提高驱动电路的能量利用率。
1 电路总体方案设计
1.1 电路基本功能需求
为实现电控共轨柴油机喷油器的多次喷射过程，驱动电路需满足以下要求，：
1）能够输出0~140 V稳定可调的负载电压；
2）电流峰值要低于压电执行器的工作安全电流，避免材料被击穿；
3）充放电时间尽可能缩短以满足小脉宽驱动控制；
4）充放电过程中供电端电压需稳定控制；
5）电路工作频率不低于1 kHz，实现主机一个工作循环最少3次的燃油喷射。
1.2 设计方案
根据功能需求，进行压电驱动电路设计，图1所示为驱动电路示意图，设计方案包括：
1）控制电路设计：包括单片机系统、升压补偿控制电路、充放电控制电路。单片机根据设定的驱动电压、脉宽和间隔等参数控制升压和充放电电路的工作，通过处理反馈的驱动电压信号，改变升压占空比，实现充放电过程的恒压控制。
2）升压电路设计：考虑到喷油器匹配实机工作时没有高压电源，通过升压电路升压，并通过电容进行滤波储能，以此为执行器提供0~140 V的可调电压。
3）充放电功率电路设计：利用脉冲波形驱动电路对单片机发出的脉冲信号进行放大，并控制充放电电路中功率开关管的通断来完成执行器的充放电。
4）过流保护电路：通过监测充放电过程的驱动电流，控制电路中金属氧化物半导体场效应管（metal oxide semiconductor field effect transistor，MOSFET）功率开关管的通断来保护电路的安全。
图1压电执行器驱动电路示意图
Fig.1Schematic diagram of driving circuit of piezoelectric actuator
2 驱动电路的实现
根据设计方案，设计并研制出以单片机系统为控制核心、以MOSFET为功率开关器件的压电执行器驱动控制电路。该系统主要由单片机系统、升压补偿控制电路、功率电路、电流检测及过流保护电路四大部分组成。
2.1 单片机系统
单片机系统以ATmega168PA-AU为控制核心，其I/O脚输出各种控制信号，输入采集的模拟信号和数字信号，通过编制的控制程序进行有序的工作。如图2所示为设计的基于ATmega168PA-AU的各功能引脚信号名称。
2.1.1 数字量I/O输出
输出通道根据工作时序产生不同的时序波形，包括PD0~PD1、PD4~PD7、PB0~PB1、PC4~PC5。各输出信号包括：报警电路复位、置位和启动、升压电路和电流检测芯片的启动、升压电路电压调整信号、控制MOSFET管Q1和Q2导通的脉冲信号等。
2.1.2 数字量I/O输入
数字量输入通道接收外部信息，根据不同信息的来源，采用查询或中断的方式处理信息的需求。数字量输入通道包括PD2~PD3、PB2~PB5，其功能为：外部中断信号输入、升压电路的过载保护、四位功能拨码开关S1的码值输入等。其中拨码开关用于单脉冲和多脉冲工作方式选择，如图3所示。
图2基于ATmega168PA-AU的控制电路图
Fig.2Control circuit based on ATmega168PA-AU
其功能为：外部中断信号输入、升压电路的过载保护、四位功能拨码开关S1的码值输入等。其中拨码开关用于单脉冲和多脉冲工作方式选择，如图3所示。
图3拨码开关与单片机连接图
Fig.3Connection diagram of the dial switch and single chip
2.1.3 模拟量输入和模/数转换
模拟量输入通道中，ADC0~ADC3用于脉冲宽度和脉冲间距的调整，ADC6用于负载输出电流的测量，ADC7用于执行器驱动电压测量，如图4~6所示。
2.2 基于三角波形驱动电流的功率电路
2.2.1 设计原理
充放电电路设计时，如果利用高压电源直接向执行器进行充电，能量损失可达到一半以上[12]，因此增加了用于能量转换的电感，不考虑转换过程的热量损耗，加入电感后可使电源能量基本完全转移到压电叠堆执行器中，且实现限流缓冲作用。
图4人工可调参数值模拟量输入通道
Fig.4Analog input channel with adjustable parameter values
图5电流采样模拟量输入通道
Fig.5Analog input channel for current sampling
图6执行器驱动电压采样模拟量输入通道
Fig.6Analog input channel for actuator drive voltage sampling
在充放电过程中，单片机发出的脉冲控制信号通过光电耦合器来驱动MOSFET管Q1和Q2的通断，从而实现能量在电源、电感和执行器之间的转换。采用包含六个工作阶段的电路驱动模式，充放电过程如图7所示，其工作原理为：
1）充电初始阶段：如图7（a）所示，MOSFET管Q2关断，在充电脉冲起始时刻，MOSFET管Q1导通，此时升压电路的输出电容C0对限流电感L2和执行器充电，充电电流近似线性增长。
2）充电续流阶段：如图7（b）所示，Q2关断，充电脉冲结束后，控制Q1关断，充电电流达到最大，流经限流电感L2的充电电流无法突变，Q2中反向并联的体二极管导通，为充电电流提供续流回路，继续对执行器充电，直到限流电感L2的电流减小到零，执行器两端电压最大。
3）电压维持阶段：通过恒压控制保证执行器的输出位移保持不变。
4）放电初始阶段：如图7（c）所示，Q1关断，控制Q2导通，此时执行器经L2、Q2回路放电，执行器等效电容储存的电能向限流电感L2放电，放电电流逐步增大。
5）放电回馈阶段：如图7（d）所示，Q1关断，当放电电流达到峰值时，控制Q2断开，由于电感的感抗作用，放电电流下降缓慢，Q1体二极管导通，持续放电，电感L2通过Q1回路向C0充电。除了执行器等效电阻和电感L2的等效电阻以及开关管导通电阻消耗部分能量外，把执行器余下的能量回馈到前级供电电源，提高能量利用效率。
图7充放电过程电流示意图
Fig.7Schematic diagram of current flow during charging and discharging process
6）休止阶段：完成电流的放电和电能回收后，电路停止动作。
2.2.2 基于MATLAB/Simulink的充放电仿真分析
用MATLAB/Simulink对上述充放电电路进行仿真计算，仿真模型包括直流电源、MOSFET开关管Q1和Q2、脉冲信号发生器、限流电感、电阻、二极管以及电容器等元器件，利用电容器近似代替压电执行器，仿真模型如图8所示。
图8基于MATLAB/Simulink的充放电电路仿真模型
Fig.8Simulation model of charging and discharging circuit based on MATLAB/Simulink
利用建立的电路仿真模型对充放电过程进行仿真，以此来分析电路的可行性。
电路参数设计时，考虑驱动电压上升和下降时间不超过0.2 ms，充电峰值电流小于20 A，压电执行器两端的驱动电压保持在140 V左右，电路总等效电阻为1 Ω（包括压电执行器等效电阻、电感线电阻、功率MOSFET导通电阻）等。综合上述因素，采用参数扫描法选定限流电感L2为1 mH，开关周期为1 ms。对执行器充电时，Q1导通时间为0.08 ms，为维持电容两端电压在140 V，需充电电压为165 V；在执行器放电时，Q2导通时间为0.12 ms，执行器等效电容为7 μF，回路等效电阻为1 Ω。仿真得到的压电执行器充放电电压和电流如图9所示。
图9执行器充放电电压和电流
Fig.9Charge and discharge voltage and current of actuator
从图9中可以看出，计算得到的充放电峰值电流为10.5 A，执行器两端驱动电压脉冲上升和下降时间小于0.2 ms（电压上升时间为0.17 ms，下降时间为0.12 ms），说明该电路可实现的最小驱动脉宽为0.3 ms。驱动电压峰值维持时间为0.22 ms，执行器工作周期为1 ms，驱动电压和电流波形接近于理想驱动波形。
如图10所示为Q1导通0.08 ms、Q2导通0.12 ms时的驱动波形和流经Q1的电流，可以看出，流经Q1的电流波形为近似三角形，且负的三角形的波形面积略小于正的三角形面积，表明了执行器的等效电容的储能绝大部分回馈到了充电电源，可计算得到充电过程电源充电能量为：
(1)
式中，Uin为充电电压（165 V），Iinmax为充电峰值电流（10.5 A），Tin为Q1充电电流时间（0.08 ms），则得到充电能量为69.3 mJ。
图10Q1导通0.08 ms、Q2导通0.12 ms 时的驱动波形和流经Q1的电流
Fig.10Driving waveforms and current flowing through Q1 when Q1 conducts for 0.08 ms and Q2 conducts for 0.12 ms
放电过程回馈能量为：
(2)
式中，Iout为放电峰值电流（10 A），Tout为放电回馈时间（0.07 ms），则得到放电回馈能量为57.75 mJ。充放电过程的能量回馈率为：
充放电过程的能量回馈率为：
(3)
通过上式可知，在将压电执行器视为纯电容的条件下，该电路的能量回馈率理论上可达到83.33%，表明该电路可以有效地降低能量消耗。
2.3 升压补偿控制电路
Boost升压电路是把蓄电池48 V电压提升到充放电电路需要的充电电压，其工作原理可简化为图11所示。
图11电路工作简图
Fig.11Circuit working diagram
在充电阶段，当设定执行器两端电压为140 V时，由于电路分压，供电电压需超过140 V才能保证执行器两端电压为140 V，而供电电压又受执行器等效电容大小的影响。仿真的结果表明，当电容为7 μF时，供电电压需达到156 V才能满足要求。
随着温度升高，执行器等效电容变化较大，如果此时升压电源保持固定值不变，压电执行器上获得的电压会明显改变，进一步使得执行器输出位移也将发生变化。为了解决这个问题，必须引入反馈调节，控制对象是执行器两端的电压，使其在参数变化时也能保持稳定。为此，供电电压需要作为可调节量参与控制，形成控制外环，内环则是升压电路内部的快速升压和稳压调节。因此设计的升压控制电路应具有快速调节输出电压的功能。
图12为升压补偿控制电路图，包括控制电路和以Q3、L2、D4、C12为主体的升压电路。通过对比执行器两端的电压与基准值的差值来实现电压的稳定控制，基准值由端子输入0~3 V直流信号进行调整，外环控制调节即通过该端子调节输出电压。
图12Boost升压补偿电路原理图
Fig.12Design diagram of Boost compensation circuit
2.4 电流检测及过流保护电路
由于压电叠堆所处电场强度可达到2 kV/mm，为避免强电场下产生过高电流而击穿执行器，设计了电流检测及过流保护电路，如图13所示。
图13电流检测及过流保护电路
Fig.13Current detection and overcurrent protection circuit
通过信号采集与转换电路将通过执行器的电流值信号转化为电压信号，将该信号发送至比较器U9，U9的另一端采集电位器发送的安全电压设定值，当采集值超过设定的安全电压时，即表示电流过高；比较器输出高电平信号，发送至触发器，触发器发生一次翻转，输出电平信号发送给单片机，中断程序运行，此外还会发送给GAL ATF16V8B10GC逻辑电路，如图14所示，控制升压电路和充放电电路的MOSFET功率开关管立刻断开，停止电路工作。
图14GAL ATF16V8B10GC逻辑电路
Fig.14GAL ATF16V8B10GC logic circuit
3 压电执行器驱动电路测试
搭建测试系统对设计的驱动电路进行试验，利用48 V直流稳压电源供电，通过电路升压和调压控制最终输出电压为120 V和140 V，压电执行器的工作脉宽为1 ms。
图15所示为压电执行器两端目标电压分别设定为120 V和140 V时的充放电过程曲线，从试验结果看出，目标电压由120 V升高至140 V，电流峰值增加约2.8 A，充放电时间基本不变，表明该电路可以较好地保持快速响应。此外，由于选取的电路电感值偏高，且放电过程Q2设定的导通时间较长于Q1的导通时间，因此充电过程峰值电流略微偏高（约为13.8 A），放电过程峰值电流较低（只有6 A），远远满足低于20 A安全电流的设计要求。
图15压电执行器两端电流和电压试验波形
Fig.15Current and voltage test wave forms of piezoelectric actuator drive circuit
图16所示为驱动电压为120 V时原电路充放电过程曲线，和图15（a）对比可以看出，改进前电流峰值达到了17 A，但高峰值时间很短，不利于快速充电，电路被击穿的风险较高；改进后的电路中电流峰值明显降低（约3 A），充电时间略微有所缩短（约0.06 ms），放电时间变化不明显，驱动电压维持较好。因原电路是通过直流稳压电源直接供电，不受升压电路影响，因此维持阶段的电压基本保持不变。
图16原电路充放电过程
Fig.16Charge and discharge process of the original circuit
4 结论
利用ATmega168PA-AU单片机和功率MOSFET开关管，制定了基于电压反馈的补偿控制策略和六阶段电路驱动模式，设计了压电执行器闭环补偿控制电路，实现了压电执行器两端驱动电压的闭环补偿控制和基于三角波形驱动电流的充放电过程，试验表明：
1）改进后的驱动电路避免了因工作温度变化导致执行器等效电容变化、进一步影响两端驱动电压，降低了对压电执行器温度性能的要求，也降低了驱动电路及其控制程序的难度和要求，有利于加快压电执行器的实用化进程。
2）利用单片机对执行器驱动电压幅值进行采样和处理，发送调整信号给升压控制电路，通过调节升压电路的输出电压，可维持执行器驱动电压的稳定。
3）采取更为精确可靠的六阶段电路工作模式后，有效地降低了峰值电流，提高了执行器充放电效率，同时，电路的能量回馈率理论上可达到83.33%。
4）压电驱动电路试验表明，改进后的电路充放电速度有所提高，充电时间缩短了0.06 ms，峰值电流降低了3 A，驱动电路在灵敏性和可靠性方面都有所改善。
